教你如何实现高效小型化的开关电源设计方案

2020-08-31 19:03字体:
  

  是愚弄当代电力电子技能,管制开闭晶体管开通和闭断的时候比率,撑持巩固输出电压的一种。从上世纪90年代此后开闭电源接踵进入各样电子、电器设置范围,企图机、程控调换机、通信、电子检测设置电源、管制设置电源等都已广博地行使了开闭电源。跟着电源技能的进展,低电压,大电流的开闭电源因其技能含量高,使用广,越来越受到人们着重。正在开闭电源中,正激和反激式有着电道容易,输入输出电气分隔等益处,广博使用于中小功率电源变换园地。跟反激式比拟,正激式变换器变压器铜损较低,同时,正激式电道副边纹波电压电流衰减比反激式光鲜,于是,寻常以为正激式变换器实用正在低压,大电流,功率较大的园地。

  输入的市电经净化滤波后整流成300V控制的直流电压加到半桥电道的MOS管上。管制电道由最常用SG3525芯片构成。管制电道通过高压部件反应绕组检测输出电压的转变量,形成饱励脉冲去驱动功率MOS场效应管,达成稳压输出。

  正激DC/DC变换器其固有谬误是功率晶体管截止时刻高频变压器务必磁复位。以防变压器死心饱和,于是务必采用特意的磁复位电道。常常采用的复位格式有三种,即守旧的附加绕组法、RCD钳位法、有源钳位法。三种门径各有优谬误:磁复位绕组法正激变换器的益处是技能成熟牢靠,磁化能量可无损地回馈到直流电道中去,不过附加的磁复位绕组使变压器布局繁复化,变压器漏感惹起的闭断电压尖峰必要RC缓冲电道来压迫,占空比D

  正在 DT时段之前,开闭管S1 导通,激磁电流iM为负,即从Cr通过S1流向Tr,正在DT阶段,开闭管S的驱动脉冲ugs使其导通,同时ugs1=0,使S1 闭断,正在Vin的效力下,激磁电流由负变正,原边功率通过变压器传到副边,给输出端电感L充电;正在(1-D)T时段,ugs=0,S闭断,ugs1到来使 S1导通,iM通过S1的反并二极管向Cr充电,正在Cr和Tr漏感组成的谐振电道的效力下,iM由正变负,变压器反向激磁。从以上剖析中能够看出:有源钳位正激变换器变压器死心事务正在双向对称磁化状况,进步了死心愚弄率,钳位电容的稳态电压随开闭占空比而主动医治,于是占空比可大于50%;Vo必然时,主开闭、辅助开闭应力随Vin的转变不大;因此,正在占空比和开闭应力答允的范畴内,不妨适宜较大输入电压转变范畴的状况。不敷之处是添补了一个管子,使得电道变得繁复。

  正在低电压大电流功率变换器中,若采用守旧的遍及二极管或肖特基二极管整流因为其正指导通压降大(低压硅二极管正向压降约0.7V,肖持基二极管正向压降约 0.45V;新型低电压肖特基二极管可达0.32V),整流损耗成为变换器的要紧损耗,无法餍足低电压大电流开闭电源高结果,小体积的必要。

  MOSFET 导通时的伏安性情为一线性电阻,称为通态电阻RDS,低压MOSFET新器件的通态电阻很小,如:IRL3102(20V,61A)、 IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通态电阻永别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω,它们正在通过 20A电流时,通态压降不到0.3V.其余,功率MOSFET开闭时候短,输入阻抗高,这些特色使得MOSFET成为低电压大电流功率变换器首选的整流器件。功率MOSFET是一种电压型管制器件,它举动整流元件时,哀求管制电压与待整流电压的相位坚持同步才略结束整流功用,故称为同步整流电道。图1为典范的降压型“同步”开闭变换器电道(当电道中无SR时,为“遍及”的降压型开闭变换器电道)。

  所策画的电源参数如下:输入电压为50(1±10%)V,输出电压为3.3V,电流为20A,事务频率为100kHz。

  所选用的管制IC芯片为UC3844,它的最大占空比为50%,因此电容上的电压最大为Vin,电容耐压为60V以上,只须选用足够大即可确保电道能寻常事务,本电道所选用的钳位电容为47μF/100V。

  有源钳位管S1的驱动务必跟变压器原边的地隔脱节,况且S1的驱动信号务必跟开闭管S驱动信号反相,行使UCC3580能够达成两个管子的驱动,不过这个芯片并不常睹,于是这里选用UC3844跟IR2110组合。UC3844出来的管制信号用来举动IR2110的低端输入,其反信赖号举动IR2110的高端输入,IR2110的高端驱动通过内部自举电道来达成分隔。云云,咱们就抵达了驱动两个开闭管的主意。

  正在输出整流电道中,当续流二极管(即SR的反并二极管)受正向电压导通时,应实时驱动SR导通,以减小压降和损耗。但为了避免SR与SR1同时导通,形成短道事件,务必有“死区”时候,这时仍靠二极管D导通。SR的开闭瞬时要与续流二极管的通断瞬时亲热配合,于是对开闭速率哀求很高。其余,从本钱归纳切磋,选用IRL3102。

  变压器的策画跟寻常正激式变换器变压器策画差不众,只是要切磋同步整流管的驱动。所选用的同步整流管的驱动开通电压为4V控制,电道输出电压为3.3V,输出端相当于一个降压型电道,占空比最大为0.5,因此变压器副边电压起码为6.6V.由于MOSFET的栅-源间的硅氧化层耐压有限,一朝被击穿则永恒损坏,因此实质上栅-源电压最大值正在20~30V之间,如电压进步20V,该当正在栅极上接稳压管。

  事务正在高频高压条目下的小功率电源,输入电压范畴的医治会产生麻烦。不光调理率很差,况且正在输入电压进步必然值时,电源无输出,或输出电压不巩固。由来是高压小功率电源的占空比很小,事务时的导通脉宽很窄(呈窄脉冲事务状况)。当输入电压升高时,输出能量褂讪,脉冲宽度变窄,幅度加长。输入电压升高到必然限定,管制电道呈失控状况,无法达成有用的闭环管制,导致通盘电道闭上。为办理这个题目,历程剖析试验,策画了一个输入电压医治电道,如图5所示。

  它实质上是一个输入电压预稳压电道,输入电压历程它,成为根基巩固的电压,再加到主电道(开闭电道)上。

  历程调试,试验和恒久装机使用,声明了该电道的巩固与牢靠。下图外1是筑立输入电压医治电道与没有筑立时的实测数据。为简化起睹,这里只给出输出主电道(25kV)参数。光鲜看出,加了该电道后,输入电压调理率大大进步,输入电压医治范畴也增至250V。

  因为上电时,输入端刹那障碍电流很大,对输入电压医治电道形成危急。为此,还特意策画了输入缓冲电道。

  图7为变压器输出电压,也即是同步整流管SR1和SR的驱动信号,正的片面为SR的驱动信号,负的片面为SR1的驱动信号。

  实践所得波形和剖析的波形根基吻合,只是正在开闭转换刹那,电压有小尖峰,这是由电道的杂散参数惹起的。该电道的事务结果历程衡量大约正在90%控制,根基抵达策画的哀求,具有适用性的代价。

  本文基于开闭电源中正激和反激式有着电道拓扑容易,输入输出电气分隔等益处,提出了一种高效小型化的开闭电源策画计划,通过计划中的电源开闭的策画注解,有源逆变加同步整流电道用正在低压大电流的正激式电道策画中,不加PFC电道时,不妨获得很高的结果,从而证明了本计划的可行性。

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