开关电源的建模和环路补偿设计(2):环路补偿设

2020-04-12 13:42字体:
  

  拔取念要的电压环道交叉频率 fC更大的带宽有助于告竣更速的瞬态反响。但是,增大带宽经常会消重宁静性裕度,使管制环道对开闭噪声特别敏锐。

  正在图 16 和图 21 中,具闭合电流环道的功率级 Gcv(s) 由功率级组件的拔取决意,首要由电源的 DC 规格 / 本能决意。外部电压环道增益 T(s) = GCV(s)● A(s)● KREF(s) 所以由电压反应级 KREF(s) 和补充级 A(s) 决意。这两个级的策画将极大地决意电源的宁静性和瞬态反响。

  总之,闭合电压环道 T(s) 的本能由两个紧张参数决意:环道带宽和环道宁静性裕度。环道带宽由交叉频率 fC 量化,正在这一频点上,环道增益 T(s) 等于1 (0dB)。环道宁静性裕度平常由相位裕度或增益裕器度化。环道相位裕度m的界说是正在交叉频率点上总体 T(s) 相位延迟和 180 之差。经常必要 45 或 60 最小相位裕度以确保宁静性。对付电流形式管制而言,为了衰减电流环道中的开闭噪声,环道增益裕度界说为正在 1/2● fSW 处的衰减。平常而言,盼望正在 1/2● fSW 处有最小 8dB 衰减 (-8dB 环道增益)。

  能够添补可选电容器 C2,以改革反应环道的动态反响。从观点上来说,正在高频时,C2 为输出 AC 电压信号供应低阻抗前馈通道,所以,加快了瞬态反响。然而 C2 再有可以给管制环道带来不念要的开闭噪声。所以,能够添补一个可选 C1滤波器电容器,以衰减开闭噪声。如等式 11 所示,席卷 C1 和 C2 的总体电阻器分压器迁徙函数 KREF(s) 有一个零点和一个顶点。图 22 显示了 KREF(s) 的波德图。通过策画成 fz_ref fp_ref,C1 和 C2 与 R1 和 R2 一同,导致正在以fC ENTER 为中央的频带中相位增大,相位增多量正在等式 14 中给出。倘使 fC ENTER 睡觉正在目的交叉频率 fC 处,那么 KREF(s) 使相位超前于电压环道,升高了相位裕度。另一方面,图 22 还显示,C1 和 C2 升高了高频时的分压器增益。这种状况是不念要的,由于高频增益升高使管制环道对开闭噪声特别敏锐。C1 和 C2 导致的高频增益升高正在等式 15 中给出。

  能够用等式 16 推算。别的,正在 C2 C1 的状况下,就给定输出电压而言,最大相位增多量由等式 17 给出。从该等式中也能够看出,最大相位增多量

  _max由分压比 KREF = VREF/VO 决意。既然 VREF 就给定管制器而言是固定的,那么用更高的输出电压 VO 能够获得更大的相位增多量。

  、C1 和 C2 时,必要正在念要的相位增多量与不念要的高频增益升高量之间做出衡量。之后,必要反省总体环道增益以告竣最佳值。

  ITH 补充 A(s) 是环道补充策画中最闭节的一步,由于这一步决意 DC 增益、交叉频率 (带宽) 和电源电压环道的相位 / 增益裕度。就一个电流源输出、gm 跨导型放大器而言,其迁徙函数 A(s) 由等式 18 给出:

  个中,gm 是跨导偏差放大器的增益。Zith (s) 是放大器输出 ITH 引脚上补充搜集的阻抗。

  从图 21 所示的管制方框图中能够看出,电压环道医治偏差可由以劣等式量化:

  所以,为了最形式部消重 DC 医治偏差,大的 DC 增益 A(s) 短长常念要的。为了最形式部升高 DC 增益 A(s),最初要将电容器 Cth 放正在放大器输出 ITH 引脚处以变成一个积分器。正在这种状况下,A(s) 传输增益为:

  图 23 显示了 A(s) 的道理图及其波德图。如图所示,电容器 Cth 以无穷高的 DC增益正在 A(s) 中爆发了一个积分项。不幸的是,除了初始的 180 负反应,Cth 又添补了 90 的相位滞后。将一阶体系功率级 GCV(s) 的 90 相位席卷进来自此,正在交叉频率 fc 处的总体电压环道相位靠近 360,该环道靠近不宁静形态。

  实质上,电流源 gm 放大器的输出阻抗不是一个无穷大的值。正在图 24 中,Ro 是 gm 放大器 ITH 引脚的内部输出阻抗。凌力尔特公司管制器的 Ro 经常较高,正在 500k 至 1M 限制。所以,单个电容器的 A(s) 迁徙函数酿成了等式 21。该迁徙函数有一个低频顶点 fpo (由 RO● Cth 决意)。所以 A(s) 的 DC 增益实质上是 gm● RO。如图 24 所示,正在预期的交叉频率 fc_exp 处,A(s) 还是有 90 的相位滞后。

  为了升高 fc 处的相位,添补一个与 Cth 串联的电阻器 RTH 以爆发一个零点,如等式 23 和图 25 所示。该零点功劳高至 +90 超前相位。如图 25 所示,倘使零点 sthz 睡觉正在交叉频率 fC 之前,那么 A(s) 正在 fC 处的相位能够显着地增大。所以,如许做升高了电压环道的相位裕度。

  不幸的是,添补这个零点 sthz 也无益处,增益 A(s) 正在 fC 以外的高频限制内显着地升高。所以,因为正在开闭频率处 A(s) 衰减较少,因此开闭噪声更有可以进入管制环道。为了补充这一增益升高并衰减 PCB 噪声,正在 ITH 引脚至 IC 信号地之间有须要添补另一个小型陶瓷电容器 Cthp ,如图 26 所示。平常状况下,拔取 Cthp Cth。正在 PCB 结构中,滤波器电容器 Cthp 该当睡觉正在尽可以亲近 ITH 引脚的地方。通过添补 Cthp ,最终补充迁徙函数 A(s) 由等式 25 和 26 给出,其波德图如图 26 所示。Cthp 引入一个高频顶点 sthp,该顶点该当位于交叉频率 fC 和开闭频率 fS 之间。Cthp 消重了 fS 处的 A(s) 增益,然而也有可以减小 fC 的相位。sthp 的地点是相位裕度和电源 PCB 抗噪声本能之间衡量的结果。

  既然电流形式功率级是一个准单顶点体系,那么图 26 所示的双顶点和单零点补充搜集平常足够供应所需的相位裕度了。

  放大器 ITH 引脚上这个双顶点、单零点补充搜集也称为 II 型补充搜集。总之,有两个电容器 CTH和 CTHP 和一个电阻器 RTH。这个 R/C 搜集与放大器输出电阻 Ro 一同,爆发了一个如图 27 所示的样板迁徙函数,一个零点位于 fz1 处,两个顶点位于 fpo 和 fp2 处。

  前一节讲述了 II 型补充搜集正在频率域的体现。正在一个闭合环道电源策画中,一个紧张的本能参数是负载升高 (负载低落) 瞬态时电源的输出电压下冲 (或过充),这个参数经常直承担环道补充策画的影响。

  1)CTH 对负载阶跃瞬态的影响。CTH 影响低频顶点 fpo 和零点 fz1 的地点。如图 28 所示,CTH 越小,迁徙函数 A(s) 的低至中频增益能越高。结果,这有可以缩短负载瞬态反响抵达宁静的时光,而对 VOUT 下冲 (或过冲) 幅度没有很大影响。另一方面,CTH 越小,意味着 fz1 频率越高。这有可以正在目的交叉频率 fC 处因 fz1 升高而淘汰添补的相位。

  2)RTH 对负载阶跃瞬态的影响。图 29 显示,RTH 影响零点 fz1 和顶点 fp2 的地点。更紧张的是,RTH 越大,fz1 和 fp2 之间的 A(s) 增益就越高。所以 RTH 增大会直接升高电源带宽 fC,并正在负载瞬态时消重 VOUT 的下冲 / 过冲。然而,倘使 RTH 太大,电源带宽 fC 可以过高,相位裕度就不足了。

  3) CTHP 对负载阶跃瞬态的影响。图 30 显示,CTHP 影响顶点 fp2 的地点。CTHP 用作去耦电容器,消重 ITH 引脚的开闭噪声,以最形式部减小开闭颤动。倘使电源带宽 fC fp2,那么 CTHP 对负载瞬态影响就不太大。倘使 CTHP 策画太过,导致 fp2 亲近 fC,那么它就可以减小带宽和相位裕度,导致瞬态下冲 / 过冲增大。

  通过 LTpowerCAD 策画用具,用户能够万分容易地策画和优化凌力尔特电流形式电源的环道补充及负载瞬态本能。良众凌力尔特产物都可用其环道参数正确地修模。最初,用户必要先策画功率级,正在这一步,他们必要策画电流检测搜集,确保为 IC 供应足够的 AC 检测信号。之后,正在环道策画页面,用户能够通过方便地转移滑动条,窥探总体环道带宽、相位裕度和相应的负载瞬态本能,依此医治环道补充 R/C 值。就一个降压型转换器而言,用户经常必要策画低于 1/6 fSW 的带宽,有起码 45 (或 60) 的相位裕度,正在 1/2fSW 处起码有 8dB 的总体环道增益衰减。就一个升压型转换器而言,因为存正在右半平面零点 (RHPZ),因此用户必要策画低于最差状况 RHPZ 频率 1/10 的电源带宽。LTpowerCAD 策画文献能够输出到 LTspice 实行及时仿真,以反省精细的电源动态本能,比如负载瞬态、加电 / 断电、过流珍惜 等等。

  图 31:LTpowerCAD 策画用具减轻了环道补充策画和瞬态优化责任

  LTpowerCAD 和 LTspice 秩序不是用来庖代可靠电源的最终就业台环道增益丈量。正在将策画加入最终身产之前,老是有须要实行丈量。只管电源模子外面上是准确,然而这些模子不成以全体商讨到电道寄素性和组件非线性,比如输出电容器的 ESR 蜕化、电感器和电容器的非线性 等等。其它,电道 PCB 噪声和有限的丈量正确度还可以惹起丈量偏差。这便是为什么有时外面模子和丈量结果可以相差很大的缘故。倘使产生这种状况,负载瞬态测试就能够用来进一步确认环道宁静性。

  图 32 显示了用频率判辨仪体系丈量一个非远离式电源的样板电源环道增益的丈量装备。为了丈量环道增益,正在电压反应环道中插入了一个 50 至 100 的电阻,并给这个电阻器加上了一个 50mV 远离式 AC 信号。通道 2 接连到输出电压,通道 1 接连到这个电阻器的另一侧。环道增益由频率判辨仪体系通过 Ch2/Ch1 推算。图 33 显示了测得的和 LTpowerCAD 推算得出的样板电流形式电源 LTC3851A 之环道波德图。正在闭节的 1kHz 至 100kHz 频率限制内,两条弧线吻合得万分好。

  图 33:测得的和 LTpowerCAD 修模获得的电流形式降压型转换器之环道增益

  倘使正在示波器上电源开闭或输出电压波形看起来不宁静或有颤动,那么最初,用户必要确保电源是正在稳态前提下就业的,没有负载或输入电压瞬态。对付万分小或万分大的占空比利用而言,倘使进入脉冲跳跃就业形式,就要反省是否抵达了最短接通时光或断开时光束缚。对付必要外部同步信号的电源而言,要确保信号明净并位于管制器数据外给定的线性限制之内。有时再有须要调节锁相环 (PLL) 滤波器搜集。

  正在电流形式电源中,为了最形式部地消重检测电阻器的功率损耗,最大电流检测电压平常万分低。比如,LTC3851A 可以有 50mV 最大检测电压。PCB 噪声有可老练扰电流检测环道,并导致开闭体现不宁静。为了通过调试以确定是否确实是环道补充题目,能够正在 ITH 引脚到 IC 地之间睡觉一个大型 0.1F 电容器。倘使有了这个电容器电源还是不宁静,那么下一步便是反省策画计划。平常而言,电感器和电流检测搜集该当策画成,正在 IC 电流检测引脚上起码有 10mV 至 15mV 峰值至峰值 AC 电感器电流信号。其它,电流检测走线能够用一对扭绞跨接线从新布设,以反省如许是否能处理题目。

  对付 PCB 结构而言,有极少紧张商讨身分 [6] 。总之,经常必要用一对紧挨着布设、返回 SENSE+和 SENSE-引脚的电流检测走线告竣开尔文检测。倘使某个 PCB 通孔用正在 SENSE-网中,那么要确保这个通孔不接触到其他 VOUT 平面。跨接 SENSE+和 SENSE-的滤波器电容器该当通过直接走线接连,睡觉正在尽可以亲近 IC 引脚的地方。有时必要滤波器电阻器,并且这些电阻器也务必亲近 IC。

  管制 IC 边际组件的睡觉和结构也是至闭紧张的 [6] 。倘使可以,一齐陶瓷去耦电容器都该当亲近其引脚。越发紧张的是,ITH 引脚电容器 Cthp 要尽可以亲近 ITH 及 IC 信号地引脚。管制 IC 该当从供电电源地 (PGND) 有一个独立的信号地 (SGND)。开闭节点 (比如 SW、BOOST、TG 和 BG) 该当远离敏锐的小信号节点 (比如电流检测、反应和 ITH 补充走线)。

  对付开闭形式电源而言,人们时时以为环道补充策画是一项富饶挑拨性的使命。对付具急速瞬态哀求的利用而言,策画具大带宽和充沛宁静性裕度的电源短长常紧张的。这经常是一个万分耗时的历程。本文讲述了极少闭节观点,以助助体系工程师分解这项使命,行使 LTpowerCAD 策画用具可将电源环道策画和优化变得大略得众。

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